最新反激式开关电源变压器设计原理

反激式开关电源变压器设计原理 反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述.

反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或\"Buck-Boost\"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.

一、反激式转换器的优点有:

1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小.

4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.

二、反激式转换器的缺点有:

1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.

2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.

3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.

第二节. 工作原理

在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器\" T \"有隔离与扼流之双重作用.因此\" T \"又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:

当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边

绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.

由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax

VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T

由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vc emax ≦ 2.2VIN.

开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了

Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:

Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下:

输出功率: Po = LIp2η / 2T

输入电压 : VIN = L di / dt设di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 :

Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax 上列公式中 :

VIN : 最小直流输入电压 (V) Dmax : 最大导通占空比 Lp : 变压器初级电感 (mH) Ip : 变压器原边峰值电流 (A) f : 转换频率 (KHZ)

图2 反激式转换器波形图

由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关

晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,

因此设计时需综合考量做取舍.

反激式变换器一般工作于两种工作方式 :

1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 \" 完全能量转换 \": ton时储存在变压器中的所有能量在

反激周期 (toff)中都转移到输出端.

2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 \" 不完全能量转换 \" : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.

DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实

际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流

IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种

问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频

段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 \" 右半平面零点 \"引起的不稳定.

DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.

图3 DCM / CCM原副边电流波形图 载电流 IL

实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM

/ CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临

界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段

和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 \" 右半平面零点 \"引起的不稳定.

在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在\"toff\"时的变化,否则会造成磁芯饱和.

因此,

ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns

即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏 特/秒值.

比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值

Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.

在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压

器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.

综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).

第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN 一、FLYBACK变压器设计之考量因素:

1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能

量.

Ve: 磁芯和气隙的有效体积. or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)

式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.

由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac

无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小

CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.

在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.

外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了

ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙

来防止饱和状态并平稳直流成分.

图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路

2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.

3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到

输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在\"导通\"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率

的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产

生来解决此问题.

4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关

电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压

器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.

在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作

于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D

以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM