*CN102427300A*
(10)申请公布号 CN 102427300 A(43)申请公布日 2012.04.25
(12)发明专利申请
(21)申请号 201110304317.0(22)申请日 2011.10.10
(71)申请人浙江大学
地址310027 浙江省杭州市西湖区浙大路
38号(72)发明人邱建平 何乐年 林玲
(74)专利代理机构杭州天勤知识产权代理有限
公司 33224
代理人胡红娟(51)Int.Cl.
H02M 7/162(2006.01)H02M 3/335(2006.01)
权利要求书 1 页 说明书 5 页 附图 4 页
(54)发明名称
一种AC-DC变换器输出电压的控制方法及其控制器(57)摘要
本发明公开了一种AC-DC变换器输出电压的控制方法，其通过采集变换器的辅助绕组电压信号，采用拐点跟踪技术，自动补偿反馈量，以获得精确的反馈量，进而根据反馈量输出PWM信号控制变换器中开关管的通断，实现变换器输出电压的调制；同时本发明还公开了一种AC-DC变换器输出电压的控制器，包括电压采样单元、与电压采样单元相连的数字补偿单元和与数字补偿单元相连的数字脉冲调制单元。故本发明的控制方法采样精度高，且采样精度不受片外器件参数的影响；且本发明的控制器能够减小变换器的成本和开销，保证器件的模块化。CN 102427300 ACN 102427300 ACN 102427309 A
权 利 要 求 书
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1.一种AC-DC变换器输出电压的控制方法，包括如下步骤：
(1)采集变换器的辅助绕组电压信号，并获取变换器上一周期的反馈量和反馈电压；(2)将所述的辅助绕组电压信号分别与零电平和变换器上一周期的反馈电压进行比较，并分别得到零比较信号和反馈比较信号；
(3)根据所述的辅助绕组电压信号、零比较信号、反馈比较信号和变换器上一周期的反馈量，通过拐点跟踪补偿法求得变换器当前周期的反馈量；
(4)根据变换器当前周期的反馈量，计算出变换器中开关管PWM信号的占空比，进而根据占空比输出对应的PWM信号，以控制变换器中开关管的通断。
2.根据权利要求1所述的AC-DC变换器输出电压的控制方法，其特征在于：所述的拐点跟踪补偿法的关系表达式如下：
当Vsense≥Vmax时：VFB[n]＝VFBmax当Vsense≤Vmin时：VFB[n]＝VFBmin当Vmin＜Vsense＜Vmax时：若t0-tf＝Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]；若t0-tf＞Tr/4，则VFB[n]
＝VFB[n-1]-1；若t0-tf＜Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]+1；
其中：Vsense为变换器的辅助绕组电压；VFB[n]为变换器当前周期的反馈量；Vmax和Vmin分别为第一基准电压和第二基准电压，VFBmax和VFBmin分别为反馈量的最大值和最小值；t0为零比较信号波形第一个下降沿所对应的时刻，tf为反馈比较信号波形第一个下降沿所对应的时刻；Tr为辅助绕组电压信号的谐振周期，VFB[n-1]为变换器上一周期的反馈量。
3.一种AC-DC变换器输出电压的控制器，其特征在于，包括：电压采样单元，用于采集变换器的辅助绕组电压信号，并根据该信号输出变换器当前周期的反馈量；
数字补偿单元，用于根据变换器当前周期的反馈量，计算出变换器中开关管PWM信号的占空比；
数字脉冲调制单元，用于根据所述的占空比输出对应的PWM信号，以控制变换器中开关管的通断。
4.根据权利要求3所述的AC-DC变换器输出电压的控制器，其特征在于：所述的电压采样单元包括四个比较器、一个数模转换器、一个采样时间检测模块和一个反馈量计算模块；其中，四个比较器的正相输入端均接收变换器的辅助绕组电压信号，四个比较器的输出端分别与采样时间检测模块的四个输入端相连，采样时间检测模块的输出端与反馈量计算模块的输入端相连，反馈量计算模块的输出端与数模转换器的输入端相连并输出变换器的反馈量，第一比较器的反相输入端接收给定的第一基准电压，第二比较器的反相输入端接收给定的第二基准电压，第三比较器的反相输入端接收零电平，第四比较器的反相输入端与数模转换器的输出端相连并接收变换器上一周期的反馈电压。
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说 明 书
一种AC-DC变换器输出电压的控制方法及其控制器
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技术领域
本发明属于变换器控制技术领域，具体涉及一种AC-DC变换器输出电压的控制方法及其控制器。
[0001]
背景技术
随着便携式电子设备的快速发展，交流-直流(AC-DC)变换器芯片也得到了飞速
发展。对AC-DC变换器的模块化要求也在逐渐提高，这就迫使芯片设计者需要尽量少的去使用片外器件，以减小硬件开销和变换器的体积。
[0003] 传统基于副边反馈的AC-DC变换器如图1所示，其采用光耦隔离反馈方式，变换器中负载电阻上的输出电压通过光耦传递到原边作为反馈电压供控制器去调节输出电压，这种反馈方式需要额外的一个光耦进行隔离，增大了硬件开销以及变换器的体积。[0004] 为了解决这个问题，如图2所示的基于原边反馈的AC-DC变换器被广泛采用，反馈电压不是直接从负载电阻上去采样，而是从变换器中变压器的辅助绕组上去采样，该方法在不用光耦的情况下也能实现原边和副边的隔离。由于辅助绕组电压Vsense非直流电压，其波形如图5所示，因此需要一个额外的采样保持电路，在一个固定的采样点去采样Vsense来得到反馈量VFB。
[0005] 但在实际情况下，该采样保持电路并不精确可靠，其输出的反馈量对应的反馈电压与变换器输出电压之间是存在误差的，该误差随着系统的负载条件以及片外器件参数变化而变化，无法在片内对该误差进行补偿。
[0002]
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种AC-DC变换器输出电压的控制方法及其控制器，能够得到精确的反馈量来控制变换器的输出电压，减小变换器的成本和开销。
[0007] 一种AC-DC变换器输出电压的控制方法，包括如下步骤：[0008] (1)采集变换器的辅助绕组电压信号，并获取变换器上一周期的反馈量和反馈电压；
[0009] (2)将所述的辅助绕组电压信号分别与零电平和变换器上一周期的反馈电压进行比较，并分别得到零比较信号和反馈比较信号；[0010] (3)根据所述的辅助绕组电压信号、零比较信号、反馈比较信号和变换器上一周期的反馈量，通过拐点跟踪补偿法求得变换器当前周期的反馈量；[0011] 所述的拐点跟踪补偿法的关系表达式如下：[0012] 当Vsense≥Vmax时：VFB[n]＝VFBmax[0013] 当Vsense≤Vmin时：VFB[n]＝VFBmin[0014] 当Vmin＜Vsense＜Vmax时：若t0-tf＝Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]；若t0-tf＞Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]-1；若t0-tf＜Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]+1；
[0006]
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说 明 书
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其中：Vsense为变换器的辅助绕组电压；VFB[n]为变换器当前周期的反馈量；Vmax和Vmin分别为第一基准电压和第二基准电压，VFBmax和VFBmin分别为反馈量的最大值和最小值，且均为实际经验值；t0为零比较信号波形第一个下降沿所对应的时刻，tf为反馈比较信号波形第一个下降沿所对应的时刻；Tr为辅助绕组电压信号的谐振周期，VFB[n-1]为变换器上一周期的反馈量；
[0016] (4)根据变换器当前周期的反馈量，计算出变换器中开关管PWM(脉冲宽度调制)信号的占空比，进而根据占空比输出对应的PWM信号，以控制变换器中开关管的通断。[0017] 一种AC-DC变换器输出电压的控制器，包括：[0018] 电压采样单元，用于采集变换器的辅助绕组电压信号，并根据该信号输出变换器当前周期的反馈量；[0019] 数字补偿单元，用于根据变换器当前周期的反馈量，计算出变换器中开关管PWM信号的占空比；
[0020] 数字脉冲调制单元，用于根据所述的占空比输出对应的PWM信号，以控制变换器中开关管的通断。
[0021] 所述的电压采样单元包括四个比较器、一个数模转换器、一个采样时间检测模块和一个反馈量计算模块；其中，四个比较器的正相输入端均接收变换器的辅助绕组电压信号，四个比较器的输出端分别与采样时间检测模块的四个输入端相连，采样时间检测模块的输出端与反馈量计算模块的输入端相连，反馈量计算模块的输出端与数模转换器的输入端相连并输出变换器的反馈量，第一比较器的反相输入端接收给定的第一基准电压，第二比较器的反相输入端接收给定的第二基准电压，第三比较器的反相输入端接收零电平，第四比较器的反相输入端与数模转换器的输出端相连并接收变换器上一周期的反馈电压。[0022] 本发明通过采集变换器的辅助绕组电压信号，并采用拐点跟踪技术，自动补偿反馈量，以获得精确的反馈量，进而控制调节变换器的输出电压，故本发明的控制方法采样精度高，且采样精度不受片外器件参数的影响；本发明的控制器能够减小变换器的成本和开销，保证器件的模块化。附图说明
[0023] 图1为传统基于副边反馈的AC-DC变换器的电路结构示意图。[0024] 图2为传统基于原边反馈的AC-DC变换器的电路结构示意图。[0025] 图3为采用本发明的AC-DC变换器的电路结构示意图。[0026] 图4为本发明控制器中电压采样单元的结构示意图。
[0027] 图5为传统基于原边反馈的AC-DC变换器的工作波形示意图。[0028] 图6(a)为变换器辅助绕组电压信号谐振周期的检测波形示意图。[0029] 图6(b)为变换器辅助绕组电压信号的状态级示意图。[0030] 图7(a)为vfb等于拐点电压时的各种波形示意图。[0031] 图7(b)为vfb高于拐点电压时的各种波形示意图。[0032] 图7(c)为vfb低于拐点电压时的各种波形示意图。[0033] 图8为本发明拐点跟踪技术的步骤流程示意图。
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说 明 书
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具体实施方式
[0034] 为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的控制器及其控制方法进行详细说明。
[0035] 图5为基于原边反馈的AC-DC变换器工作时的基本波形，其中Is为输出绕组(副边绕组)电流，Vsense为辅助绕组电压，PWM为开关管栅极驱动信号。
[0036]
如图3和图5所示，当PWM为1时，开关管Q1开通，原边绕组电流Ip逐渐上升，变
为负，输出绕组两端电压Vs也为
压器T1在原边存储能量，辅助绕组电压
负电压，因此此时二极管D1关断，输出绕组上的电流Is为0，负载RL由输出电容CL供电。[0037] 当PWM为0时，开关管Q1关断，输出端二极管D1导通，存储在原边的能量被转移到输出绕组，输出绕组电流Is迅速上升到峰值Isp后开始逐渐下降，下降斜率跟输出绕组两端电压Vs相关。当Is未降到零之前，
其中：VO是输出
电压，VD是二极管D1压降，Rp是导线和二极管D1的寄生电阻。当Is电流等于零的时刻，VD＝0，Is＝0，则
该时刻点称为拐点(knee point)。当Is电流降到0之
后，由于原边电感和Q1的寄生电容Cp之间会发生串联谐振，谐振周期由原边电感和Q1的寄生电容所决定，在这一阶段
[0038]
其中：Lm是原边电感。
由
可知，在Vsense的拐点处，即当输出绕组电流Is将到0的时刻，
Vsense跟输出电压VO是成正比例关系，因此根据该点处的Vsense计算得到的反馈量是最精确的。
[0039] 由图5可知，当Q1关断，输出绕组电流Is降到0之后，即Vsense在拐点之后会进入谐振状态，谐振周期为
一旦器件参数设定了之后谐振周期将不会改变；但是对
于不同的片外器件参数，谐振周期是不同的，针对这个特点，本发明提出了一种AC-DC变换器输出电压的控制方法，包括如下步骤：
[0040] (1)采集变换器的辅助绕组电压信号Vsense，并获取变换器上一周期的反馈电压vfb[n-1]和反馈量VFB[n-1]；
(2)将辅助绕组电压信号Vsense分别与零电平和变换器上一周期的反馈电压
vfb[n-1]进行比较，并分别得到零比较信号ZVS和反馈比较信号Sf；[0042] (3)根据辅助绕组电压信号Vsense、零比较信号ZVS、反馈比较信号Sf和变换器上一周期的反馈量VFB[n-1]，通过以下关系表达式，求得变换器当前周期的反馈量VFB[n]；[0043] 当Vsense≥Vmax时：VFB[n]＝VFBmax[0044] 当Vsense≤Vmin时：VFB[n]＝VFBmin[0045] 当Vmin＜Vsense＜Vmax时：若t0-tf＝Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]；若t0-tf＞Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]-1；若t0-tf＜Tr/4，则VFB[n]＝VFB[n-1]+1；[0046] 其中：Vsense为变换器的辅助绕组电压；Vmax和Vmin分别为第一基准电压和第二基准电压；VFBmax和VFBmin分别为反馈量的最大值和最小值，本实施例中，Vmax＝1V，Vmin＝128mV，
[0041]
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说 明 书
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VFBmax＝500，VFBmin＝30；t0为零比较信号ZVS波形第一个下降沿所对应的时刻，tf为反馈比较信号Sf波形第一个下降沿所对应的时刻；Tr为辅助绕组电压信号的谐振周期。[0047] 如图6(a)所示，当PWM＝1时，Vsense为负电平，ZVS为低电平；当PWM＝0时，Vsense跳到高电平，ZVS翻转为高电平；当Vsense进入准谐振之后，ZVS第一次由1翻转为0的时刻记为t1，之后由0翻转为1的时刻记为t2，则t2与t1的时间间隔就是Vsense的半谐振周期，通过对这段时间的计时就可以实时的检测Vsense的谐振周期Tr。[0048] 如图6(b)所示，PWM＝1，当前状态为S0；在S0状态下，当PWM由1跳到0，且ZVS为1，则状态转换为S1；在S1状态下，当PWM＝0，且ZVS＝0，则状态由S1转换到S2；在S2状态下，若PWM＝0，且ZVS＝1，则当前状态由S2转换到S3；在S3状态下，如果PWM＝1，则状态由S3转换到S0。因此，对谐振周期Tr的检测只需对Vsense处在S2状态下的时间进行计时即可实现。
[0049] 如图6(a)所示，拐点是在输出绕组电流Is降到0的时刻，在这时刻之后Vsense波形就开始出现谐振，拐点是谐振的一个波峰，则拐点距离Vsense的第一个过零时刻t1的时间应该是四分之一的谐振周期Tr/4。根据这个特点，本实施方式将变换器上一周期的反馈量VFB[n-1]经数模转换后得到的vfb[n-1](变换器上一周期的反馈电压)与Vsense进行比较，获得反馈比较信号Sf；若Vsense大于vfb[n-1]则Sf为1，反之则Sf为0。[0050] 如图7(a)所示，若某一周期的反馈电压vfb恰好是在拐点处，Sf在tf时刻翻转为0，则此tf为拐点出现的时刻，tf与t1的时间间隔应该为Tr/4。[0051] 如图7(b)所示，若某一周期的反馈电压vfb偏大，vfb高于拐点电压，则Sf的翻转时刻tf会早于拐点时刻，tf与t1的时间间隔大于Tr/4。[0052] 如图7(c)所示，若某一周期的反馈电压vfb偏小，vfb低于拐点电压，则Sf的翻转时刻tf会晚于拐点时刻，tf与t1的时间间隔小于Tr/4。[0053] 将tf与t1的时间间隔记为Δt，对于同一个Vsense，不同的vfb会有不同的Δt；因此通过比较Δt与Tr/4的大小，即可判断vfb是否是拐点处的电压，并对变换器当前周期的反馈量VFB做相应的调整，即可得到反应拐点处电压的反馈量VFB。[0054] 如图8所示，如果Δt等于Tr/4，则表示vfb[n-1]为拐点电压，则VFB[n]＝VFB[n-1]；如果Δt大于Tr/4，则表示vfb[n-1]偏大，则VFB[n]＝VFB[n-1]-1；如果Δt小于Tr/4，则表示vfb[n-1]偏小，则VFB[n]＝VFB[n-1]+1。同时，本实施方式还限制了VFB[n]的最大值和最小值，当Vsense≥1V时，则VFB[n]＝VFBmax＝500(VFBmax为反馈量的最大值)，当Vsense≤128mV时，则VFB[n]＝VFBmin＝30(VFBmin为反馈量的最小值)。[0055] (4)根据变换器当前周期的反馈量VFB[n]，计算出变换器中开关管PWM信号的占空比d，进而根据占空比d输出对应的PWM信号，以控制变换器中开关管的通断。[0056] 图3为采用本实施方式的AC-DC变换器的电路结构示意图，其控制器由电压采样单元、数字补偿单元和数字脉冲调制单元构成；其中：
[0057] 电压采样单元采集变换器的辅助绕组电压信号Vsense，并精确地输出变换器的反馈量VFB。
[0058] 数字补偿单元根据反馈量VFB调节占空比d，并提供零极点来实现系统环路的稳定性，相比模拟补偿不需要额外的电阻电容进行补偿，减小了片外器件的开销。[0059] 数字脉冲调制单元根据占空比d输出对应的PWM信号，以控制变换器中开关管的
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说 明 书
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通断，实现变换器输出电压的调制。[0060] 如图4所示，电压采样单元包括四个比较器、一个数模转换器、一个采样时间检测模块和一个反馈量计算模块；其中，四个比较器的正相输入端均接收变换器的辅助绕组电压信号Vsense，四个比较器的输出端分别与采样时间检测模块的四个输入端相连，采样时间检测模块的输出端与反馈量计算模块的输入端相连，反馈量计算模块的输出端与数模转换器DAC的输入端相连并输出变换器的反馈量VFB，第一比较器COMP1的反相输入端接收给定的第一基准电压Vmax，第二比较器COMP2的反相输入端接收给定的第二基准电压Vmin，第三比较器COMP3的反相输入端接收零电平，第四比较器COMP4的反相输入端与数模转换器DAC的输出端相连并接收变换器上一周期的反馈电压vfb。[0061] 本实施方式通过采集变换器的辅助绕组电压信号，采用拐点跟踪技术，自动补偿反馈量，以获得精确的反馈量，并且不受片外器件参数的影响；根据反馈量计算出占空比，并输出占空比对应PWM信号以控制变换器中开关管的通断，最终实现变换器输出电压的调制，实现稳压输出。
[0062] 在变换器的输出电压要求为5V，反馈系数为0.176，理想的反馈电压为880mV的指标要求下，对传统基于原边反馈的AC-DC变换器和采用本实施方式的AC-DC变换器进行反馈电压的测试，传统变换器的反馈电压为910mV，采样误差为30mV，采用本实施方式的变换器的反馈电压为885mV，采样误差为5mV；相比之下，采样误差减小了83％。
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说 明 书 附 图
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图1
图2
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说 明 书 附 图
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图3
图4
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说 明 书 附 图
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图5
图6
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说 明 书 附 图
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图7
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