(12)发明专利申请
(10)申请公布号 CN 111786559 A(43)申请公布日 2020.10.16
(21)申请号 201910279722.8(22)申请日 2019.04.03
(71)申请人 深圳市正弦电气股份有限公司
地址 518000 广东省深圳市宝安区沙井街
道新沙路安托山高科技工业园7#厂房(72)发明人 甘帅 涂从欢 张晓光 何畏 (74)专利代理机构 深圳市顺天达专利商标代理
有限公司 44217
代理人 高占元(51)Int.Cl.
H02M 3/335(2006.01)
权利要求书2页 说明书5页 附图2页
(54)发明名称
一种双管反激电源电路
(57)摘要
本发明公开了一种双管反激电源电路，包括：反激变压器，反激变压器的原边线圈的一端连接于第一节点，反激变压器的原边线圈的另一端连接于第二节点；第一MOS管，第一MOS管的源极连接于第一节点，第一MOS管的漏极连接于第一直流母线端；第二MOS管，第二MOS管的源极连接于第二直流母线端，第二MOS管的漏极连接于第二节点；第一二极管，第一二极管的阴极连接于第一节点，第一二极管的阳极连接于第四节点；第二二极管，第二二极管的阳极连接于第二节点，第二二极管的阴极连接于第三节点；吸收电容，吸收电容的一端连接于第三节点，吸收电容的另一端连接于第四节点；第一辅助均压电路；第二辅助均压电路。
CN 111786559 ACN 111786559 A
权 利 要 求 书
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1.一种双管反激电源电路，其特征在于，包括：反激变压器，所述反激变压器的原边线圈的一端连接于第一节点，所述反激变压器的原边线圈的另一端连接于第二节点；
第一MOS管，所述第一MOS管的源极连接于所述第一节点，所述第一MOS管的漏极连接于第一直流母线端；
第二MOS管，所述第二MOS管的源极连接于第二直流母线端，所述第二MOS管的漏极连接于所述第二节点；
第一二极管，所述第一二极管的阴极连接于所述第一节点，所述第一二极管的阳极连接于第四节点；
第二二极管，所述第二二极管的阳极连接于所述第二节点，所述第二二极管的阴极连接于第三节点；
吸收电容，所述吸收电容的一端连接于所述第三节点，所述吸收电容的另一端连接于所述第四节点；
第一辅助均压电路，所述第一辅助均压电路的一端连接于所述第一直流母线端，所述第一辅助均压电路的另一端连接于所述第三节点；
第二辅助均压电路，所述第二辅助均压电路的一端连接于所述第二直流母线端，所述第二辅助均压电路的另一端连接于所述第四节点。
2.根据权利要求1所述的双管反激电源电路，其特征在于，还包括吸收电阻，所述吸收电阻的一端连接于所述第三节点，所述吸收电阻的另一端连接于所述第四节点。
3.根据权利要求1所述的双管反激电源电路，其特征在于，所述第一辅助均压电路包括第一电阻及第一电容，所述第一电阻的一端及所述第一电容的一端均连接于所述第一直流母线端，所述第一电阻的另一端及所述第一电容的另一端均连接于所述第三节点。
4.根据权利要求1所述的双管反激电源电路，其特征在于，所述第二辅助均压电路包括第二电阻及第二电容，所述第二电阻的一端及所述第二电容的一端均连接于所述第二直流母线端，所述第二电阻的另一端及所述第二电容的另一端均连接于所述第四节点。
5.根据权利要求1所述的双管反激电源电路，其特征在于，还包括第三二极管及极性电容，所述第三二极管的阳极连接于所述反激变压器的副边线圈的一端，所述第三二极管的阴极连接于所述极性电容的正极，所述极性电容的负极连接于所述反激变压器的副边线圈的另一端。
6.根据权利要求1所述的双管反激电源电路，其特征在于，还包括驱动变压器，所述驱动变压器包括原边绕组、第一副边绕组及第二副边绕组；
所述第一副边绕组的一端连接于所述第一MOS管的栅极，所述第一副边绕组的另一端连接于所述第一节点；
所述第二副边绕组的一端连接于所述第二MOS管的栅极，所述第二副边绕组的另一端连接于所述第二直流母线端。
7.根据权利要求6所述的双管反激电源电路，其特征在于，还包括第三电阻，所述第三电阻连接于所述第一副边绕组与所述第一MOS管的栅极之间。
8.根据权利要求6所述的双管反激电源电路，其特征在于，还包括第四电阻，所述第四电阻连接于所述第二副边绕组与所述第二MOS管的栅极之间。
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权 利 要 求 书
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9.根据权利要求6所述的双管反激电源电路，其特征在于，还包括第三电容，所述第三电容的一端连接于所述原边绕组的一端。
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说 明 书一种双管反激电源电路
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技术领域
[0001]本发明涉及中部箝位的反激电源技术领域，尤其涉及一种双管反激电源电路。背景技术
[0002]变频器是一种将固定输入电压和频率的电源通过控制电力电子功率器件的开关实现调节输出电压幅值和频率来实现电机调速的设备。在变频器中，由于要对各电力电子器件进行驱动控制、对多个模拟信号进行调理以及数字信号处理等需要多路相互隔离的电源。对于380V电压等级的变频器，一般是设计一个多路输出的反激电源以满足交叉调整率及成本和体积的要求。但对于660V电压等级的中压变频器，其额定时的母线电压就有将近一千伏，再加上电源电压的波动以及反激变压器的反射电压和漏感造成的尖峰电压，普通单管反激电源MOS管上的电压最高可能达到1.6kV。而普通双管反激电源MOS管最大电压等于母线电压，最大也可达1.2kV。MOS管在中高压领域由于导通阻抗很大，没优势，市场上很难找到击穿电压高且保有一定裕量的合适MOS管。因此，目前660V电压等级变频器辅助电源的通用方案是先通过工频变压器将660V电压降压、整流后再给通用反激电源供电以满足MOS管电压的要求。但此方案引入了一个工频变压器，会导致变频器产品存在笨重、体积大、成本高、系统复杂等问题。发明内容
[0003]本发明的目的在于提供一种双管反激电源电路，解决现有技术中引入了一个工频变压器，会导致变频器产品存在笨重、体积大、成本高、系统复杂等问题。[0004]本发明的技术方案实现如下：
[0005]本发明提供一种双管反激电源电路，包括：[0006]反激变压器，所述反激变压器的原边线圈的一端连接于第一节点，所述反激变压器的原边线圈的另一端连接于第二节点；[0007]第一MOS管，所述第一MOS管的源极连接于所述第一节点，所述第一MOS管的漏极连接于第一直流母线端；[0008]第二MOS管，所述第二MOS管的源极连接于第二直流母线端，所述第二MOS管的漏极连接于所述第二节点；[0009]第一二极管，所述第一二极管的阴极连接于所述第一节点，所述第一二极管的阳极连接于第四节点；[0010]第二二极管，所述第二二极管的阳极连接于所述第二节点，所述第二二极管的阴极连接于第三节点；[0011]吸收电容，所述吸收电容的一端连接于所述第三节点，所述吸收电容的另一端连接于所述第四节点；
[0012]第一辅助均压电路，所述第一辅助均压电路的一端连接于所述第一直流母线端，所述第一辅助均压电路的另一端连接于所述第三节点；
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说 明 书
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第二辅助均压电路，所述第二辅助均压电路的一端连接于所述第二直流母线端，
所述第二辅助均压电路的另一端连接于所述第四节点。[0014]在本发明所述的双管反激电源电路中，还包括吸收电阻，所述吸收电阻的一端连接于所述第三节点，所述吸收电阻的另一端连接于所述第四节点。[0015]在本发明所述的双管反激电源电路中，所述第一辅助均压电路包括第一电阻及第一电容，所述第一电阻的一端及所述第一电容的一端均连接于所述第一直流母线端，所述第一电阻的另一端及所述第一电容的另一端均连接于所述第三节点。[0016]在本发明所述的双管反激电源电路中，所述第二辅助均压电路包括第二电阻及第二电容，所述第二电阻的一端及所述第二电容的一端均连接于所述第二直流母线端，所述第二电阻的另一端及所述第二电容的另一端均连接于所述第四节点。[0017]在本发明所述的双管反激电源电路中，还包括第三二极管及极性电容，所述第三二极管的阳极连接于所述反激变压器的副边线圈的一端，所述第三二极管的阴极连接于所述极性电容的正极，所述极性电容的负极连接于所述反激变压器的副边线圈的另一端。[0018]在本发明所述的双管反激电源电路中，还包括驱动变压器，所述驱动变压器包括原边绕组、第一副边绕组及第二副边绕组；
[0019]所述第一副边绕组的一端连接于所述第一MOS管的栅极，所述第一副边绕组的另一端连接于所述第一节点；
[0020]所述第二副边绕组的一端连接于所述第二MOS管的栅极，所述第二副边绕组的另一端连接于所述第二直流母线端。
[0021]在本发明所述的双管反激电源电路中，还包括第三电阻，所述第三电阻连接于所述第一副边绕组与所述第一MOS管的栅极之间。[0022]在本发明所述的双管反激电源电路中，还包括第四电阻，所述第四电阻连接于所述第二副边绕组与所述第二MOS管的栅极之间。[0023]在本发明所述的双管反激电源电路中，还包括第三电容，所述第三电容的一端连接于所述原边绕组的一端。[0024]因此，本发明的有益效果是，通过采用上述双MOS管驱动加上中部吸收箝位电路及辅助均压电路，使得设计能使用耐压较低的通用MOS管来实现中高压反激电源且两MOS管具有较好的均压能力；相比于原来的工频变压器降压方案，本发明能减小产品的重量及体积、降低系统复杂程度从而提高产品安装效率、大大降低产品成本。附图说明
[0025]下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
[0026]图1为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路的结构示意图；
[0027]图2为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路在MOS管开通时的电流流向示意图；
[0028]图3为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路在MOS管关断时的电流流向示意图；
[0029]图4为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路在MOS管先后开通时的电流流向示意图。
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说 明 书
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具体实施方式
[0030]为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，以下将对照附图详细说明本发明的具体实施方式。应当理解，以下说明仅为本发明实施例的具体阐述，不应以此限制本发明的保护范围。[0031]参见图1，图1为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路的结构示意图，该双管反激电源电路包括反激变压器T1、第一MOS管M1、第二MOS管M2、第一二极管D2、第二二极管D3、吸收电容C2、第一辅助均压电路10及第二辅助均压电路20。[0032]所述反激变压器T1的原边线圈的一端1连接于第一节点Q1，所述反激变压器T1的原边线圈的另一端2连接于第二节点Q2；
[0033]所述第一MOS管M1的源极连接于所述第一节点Q1，所述第一MOS管M1的漏极连接于第一直流母线端P；
[0034]所述第二MOS管M2的源极连接于第二直流母线端N，所述第二MOS管M2的漏极连接于所述第二节点Q2；
[0035]所述第一二极管D2的阴极连接于所述第一节点Q1，所述第一二极管D2的阳极连接于第四节点V2；
[0036]所述第二二极管D3的阳极连接于所述第二节点Q2，所述第二二极管D3的阴极连接于第三节点V1；
[0037]所述吸收电容C2的一端连接于所述第三节点V1，所述吸收电容C2的另一端连接于所述第四节点V2；
[0038]所述第一辅助均压电路10的一端连接于所述第一直流母线端P，所述第一辅助均压电路10的另一端连接于所述第三节点V1；其中，所述第一辅助均压电路10包括第一电阻R1及第一电容C1，所述第一电阻R1的一端及所述第一电容C1的一端均连接于所述第一直流母线端P，所述第一电阻R1的另一端及所述第一电容C1的另一端均连接于所述第三节点V1。[0039]所述第二辅助均压电路20的一端连接于所述第二直流母线端N，所述第二辅助均压电路20的另一端连接于所述第四节点V2。其中，所述第二辅助均压电路20包括第二电阻R5及第二电容C4，所述第二电阻R5的一端及所述第二电容C4的一端均连接于所述第二直流母线端N，所述第二电阻R5的另一端及所述第二电容C4的另一端均连接于所述第四节点V2。[0040]此外，参见图1，所述双管反激电源电路还包括吸收电阻R3、第三二极管D1、极性电容E1、驱动变压器T2、第三电阻R2、第四电阻R4及第三电容C3。[0041]所述吸收电阻R3的一端连接于所述第三节点V1，所述吸收电阻R3的另一端连接于所述第四节点V2。所述第三二极管D1的阳极连接于所述反激变压器T1的副边线圈的一端，所述第三二极管D1的阴极连接于所述极性电容E1的正极，所述极性电容E1的负极连接于所述反激变压器T1的副边线圈的另一端。
[0042]所述驱动变压器T2包括原边绕组T21、第一副边绕组T22及第二副边绕组T23；所述第一副边绕组T22的一端连接于所述第一MOS管M1的栅极，所述第一副边绕组T22的另一端连接于所述第一节点Q1；所述第二副边绕组T23的一端连接于所述第二MOS管M2的栅极，所述第二副边绕组T23的另一端连接于所述第二直流母线端N。
[0043]所述第三电阻R2连接于所述第一副边绕组T22与所述第一MOS管M1的栅极之间。所述第四电阻R4连接于所述第二副边绕组T23与所述第二MOS管M2的栅极之间。所述第三电容
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C3的一端连接于所述原边绕组T21的一端。[0044]参见图2-图4，图2为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路在MOS管开通时的电流流向示意图，图3为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路在MOS管关断时的电流流向示意图，图4为本发明一实施例提供的一种双管反激电源电路在MOS管先后开通时的电流流向示意图。该双管反激电源电路主要采用两只MOS管来作为反激电源的开关管，使得每只MOS管上承受的电压均能低于直流母线电压，同时这两只MOS管应有较好的均压效果即这两只MOS管上承受的电压大致相同。
[0045]上下两只MOS管分别位于反激电源变压器原边的两端，其中上管的漏极接直流母线P，下管的源极接母线N。即上管MOS、反激变压器T1原边、下管MOS构成原边主回路。上下两只MOS管通过同一个驱动变压器T2驱动，以使得两只MOS管的开关尽量同步。驱动变压器T2给驱动信号时，上下两只MOS管同时开通，反激变压器T1原边通过PN直流母线储能。当驱动变压器T2驱动信号关断时，上下两只MOS管均会关断，反激变压器T1向副边释放能量，同时反激变压器T1原边会存在反射电压Vor，反射电压值由变压器参数决定。变压器原边存在未与副边绕组耦合的漏感，漏感上存储的能量通过串在上MOS管源极和下MOS管漏极之间的两个续流二极管和电阻、电容吸收。其中吸收电容C2的作用为吸收漏感的瞬时能量，电阻的作用为消耗吸收电容C2上的能量，防止其持续电压泵升。由于上下两个MOS管特性(如门极阈值电压、开关速度、关断时的漏电流等)不可能完全相同、驱动变压器T2副边的两个绕组参数(如和原边之间的漏感等)也不会完全相同，因此在MOS管开关过程或者关断后，两只MOS管有可能会存在电压不一致的问题。为了上下两只MOS管能很好的均压，MOS管吸收电容C2两端会各加一组并联的电阻和电容分别接至直流母线P和N作为辅助均压电路，其中电容的作用主要是抑制两MOS管开关不同步的瞬态影响，电阻的作用主要是抑制两MOS管关断时漏电流不一致及MOS管开关不同步导致的电流累积的影响。[0046]在理想情况下，每只MOS管上承受的电压为
[0047]
上式中，VDS为MOS管关断时漏极和源极之间承受的电压，VPN为直流母线电压，Vsnub为吸收电容C2两端的电压，此电压略高于反激变压器T1原边反射电压Vor且电压一般取200～400V。由此可见此电路能大大降低MOS管上承受的电压。
[0049]下面通过660V交流输入的中压变频器的辅助电源为例，并结合附图对本发明作进一步详细的说明，但本发明的实施和保护不限于此。[0050]变频器输入电压为三相660V交流，变频器辅助电源直接从变频器PN母线取电，PN母线电压则为933V。[0051]结合图1所示，T1为反激电源变压器，T2为驱动变压器T2，M1、M2分别为同型号上下两MOS管，续流二极管D2、D3与电容C2、电阻R3组成吸收钳位电路，电容C1、C4和电阻R1、R5组成辅助均压电路且C1的容量等于C4，R1的阻值等于R5，C3为隔直电容，R2、R4为MOS管驱动电阻，D1、E1组成副边整流及滤波电路。[0052]结合图2所示，当驱动变压器T2给驱动信号后，MOS管M1、M2开通，电流从P母线经MOS管M1流向变压器T1原边的1脚，再从变压器原边的2脚经MOS管M2流向母线N。从而实现MOS管开通，反激电源变压器T1原边电感储能的过程。
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[0048]
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结合图3所示，当驱动变压器T2驱动信号关断后，MOS管M1、M2处于截止状态，反激
变压器T1向副边释放能量，同时反激变压器T1原边会存在反射电压Vor(反射电压值由变压器参数决定)。变压器原边存在未与副边绕组耦合的漏感，漏感电流从变压器T1的2脚经续流二极管D3流向由C2、R3组成的吸收网络，再经续流二极管D2流回反激变压器T1的1脚。从而实现MOS管关断后变压器副边的能量释放及原边漏感的续流及吸收。电路中，电容C2的作用为吸收漏感的瞬时能量，电阻R3的作用为消耗吸收电容C2上的能量，防止其持续电压泵升。在此过程，MOS管理想状态下承受的电压为：
[0054]
上式中，VDS为MOS管关断时漏极和源极之间承受的电压，VPN为直流母线电压，Vsnub为吸收电容C2两端的电压，此电压略高于反激变压器T1原边反射电压Vor且电压一般取200～400V。
[0056]结合图4所示，由于上下两个MOS管开关特性差异，因此两只MOS管开关时会存在短时不同步的现象，这会影响到两MOS管关断状态的均压效果。因此，本发明电路增加了由C1、R1、C4、R5组成的辅助均压电路。假设M2先开通，M1后开通，且M1与M2开通的时间差为Δt1，D3阴极的节点为V1，D2阳极的节点为V2，M2开通后反激变压器T1原边电流为Ip1，则M2开通后，且M1还未开通的时间内电路电流的流向为：节点V2经二极管D2流向反激变压器T1原边1脚，再从2脚流向M2至母线N。其中，节点V2由C4并上C1与C2串联的等效电容供电。在此过程中，节点V2的电压波动为
[0057]
[0055]
由于上下电路的对称性，M1先开通，M2后开通的状态导致的V1节点电压波动的值与上式一致。[0059]同理，对于关断过程的不同步，其与上述开通不同步导致的电流流向刚好相反，但其导致的V1，V2节点电压波动与上式相同。[0060]而电阻R1、R2能为V1和V2节点提供静态工作点。稳定工作后，节点V1相对于N母线的电压平均值为：
[0061][0062][0063]
[0058]
节点V2相对于N母线的电压平均值为：
由于MOS管M1的源极被D2钳位于V2节点，MOS管M2的漏极被二极管D3钳位于V1节
点，因此，该辅助均压电路能很好的抑制MOS管开关不同步对MOS管电压的影响。[0065]综上所述，虽然本发明已以优选实施例揭露如上，但上述优选实施例并非用以限制本发明，本领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围以权利要求界定的范围为准。
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[0064]
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说 明 书 附 图
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